音箱驱动器进行正确的信号对齐？

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音箱驱动器进行正确的信号对齐？从上世纪80年代早期开始，“时间对齐”这个词就被翻来覆去地拿来讨论，但是人们对它的理解一直不甚精确。



音箱驱动器进行正确的信号对齐？



很多人认为，对音箱内部的驱动器进行信号对齐，其实就是测量出各个驱动器的音圈到箱体前部的距离差，然后为最靠近箱体前部的驱动器添加相应的延时，这样所有驱动器的信号就能正确对齐了。


然而，这并不准确！要对齐高频和低频驱动器的信号，我们必须首先理解滤波器和相位。



所有滤波器都“旋转”相位，使通过滤波器的频率发生正向“相位转移”。由于360度相位转移相当于一个波长，波长可以通过距离或时间描述，因此特定频率的任何相位转移都可以通过一定时长的信号延时表示。


比如，1000 Hz表示每秒循环1000个周期，所以一个波长（或周期）就是一秒的千分之一，即1毫秒（ms）。因此，1 kHz处的360度相位转移相当于1毫秒延时，180度相位转移（1/2波长）相当于0.5毫秒延时，90度（1/4波长）相当于0.25毫秒延时。而对于2 kHz，由于一个周期的波长只有1 kHz的一半，因此相位转移的延时时间也是1 kHz的一半。以此计算， 20 Hz的180度相位转移（1/2波长）相当于25毫秒延时或28.25英尺（以音速计算）。


实际应用



这跟我讨论的话题有什么关系呢？所有的分频器和均衡滤波器都是电子滤波器，会使通过的信号发生相位转移/延时。同样地，所有的音箱都是声学滤波器，也会造成信号延时。


所以，要对齐低音单元和号筒驱动器（或高音单元）的信号，我们不仅要补偿各个驱动器到箱体前部的物理距离差，还要补偿分频器、每个驱动器独有的分频后均衡滤波器以及作为声学滤波器的音箱所造成的滤波器相位转移延时。分频前均衡滤波器不考虑在内，因为它们给两种驱动器造成同样的延时。


现在，让我们将新学的知识运用到实际工作中，对一个两分频音箱系统进行信号对齐。这个系统包括一个12英寸的低音单元（低频部分）和一个90°x 40°的号筒/压缩驱动器（高频部分）。


开始之前，请确保两个驱动器的极性绝对一致，或至少相关联的极性必须一致。可通过多种方式检查极性：
（1）检查接线；
（2）在未启用均衡器或分频滤波器的情况下，对每个驱动器使用极性检查器；
（3）利用测量系统检查首次正向震动的脉冲响应。

图1展示了低频和高频部分的单独频率响应。测量Mic放置在两个驱动器的中心，距离为低音单元直径的五倍。请注意，在添加24 dB/倍频程（4阶）Linkwitz-Riley分频滤波器之前，我已经通过EQ把每个部分频率响应调节得比较平滑，在分频点频率也是这样。

图1：使用24 dB/倍频程Linkwitz-Riley分频滤波器的独立低频&高频响应，分频点为1 kHz


我发现首先通过每个驱动器特有的分频后滤波器，对驱动器进行均衡处理，可在高、低频响应合并时，为分频区域提供最平滑的频率响应。这也可以让分频滤波器以更接近理论的理想方式合并在一起。


请注意，频响曲线相交之处即声学分频频率，为了进行信号对齐，若使用的是4阶滤波器，交汇点应该在-6 dB处。要实现这个目标，必须保证每个驱动器的电平是一致的，然后调整电子分频器的频率，直至获得所需的声学结果。



本例中，我希望获得1 kHz分频点。为达到这个目标，最终两个驱动器的电子分频频率为950 Hz。请记住，电子分频频率与均衡滤波器和声学滤波器（即音箱）密切相关并受到它们的影响，均衡滤波器和声学滤波器才能产生真正有用的声学结果。



图2展示了两个驱动器的组合频响曲线，它叠置于低频&高频的独立频响曲线上。请注意分频处的抵消和600Hz附近的小提升。11 dB的波谷表示需要对驱动器进行信号对齐，因为它们产生了异相的相同频率，抵消了彼此的输出。这无法通过均衡修补，因为它将同时影响两个驱动器，同样还会出现抵消。

图2：两个驱动器的组合频率在分频处有11 dB的波谷。


图3增加了组合频响的相位曲线。请注意相位曲线分频处斜度的突然变化。这也表示，驱动器信号不对齐造成了频响曲线的波谷。

图3：从带相位曲线的驱动器组合频响图中，可看到分频处斜度的突然变化，显示驱动器信号为对齐。

在这个阶段，大部分执行信号对齐操作的工程师，将开始对最接近箱体前部的驱动器添加延时，并观察相位曲线直至坡度变得尽可能直（“直”而不是“平”）。如果你的实时分析器（RTA）无法测量相位，那就太不幸了。这也会是一项非常乏味的任务，因为最后几个延时步骤，对于相位对齐优化的每一边，看起来几乎都一样。


这对频率响应而言可能无关紧要，但是这里的信号对齐还决定了分频频率处，轴上波瓣的指向。要使波瓣垂直于箱体正面，最好在测量Mic所在的位置，获得最佳对齐设置。



要找到最精确的对齐设置，最简便的方法可能是使用实时分析器。


反转高频驱动器的极性（“极性”，而不是“相位”）。然后开始为最接近箱体的驱动器增加延时--本例中，最接近箱体的驱动器是低音单元。


找到分频处最大的抵消。不像前面将相位坡度弄直的方法，这个方法能轻松决定最大抵消处的延时步进。波谷可能有30至40 dB深，这个波谷即便在最佳延时的一步进之上或之下，都将小几个dB。

图4对比了高频反转极性前后的组合响应曲线。很幸运，反转极性的频响曲线看起来非常平坦。
很多人到这里就止步，开始使用系统了。在DSP（数字信号处理）出现之前，人们确实经常这么做。音箱系统内置的无源分频系统经常是10dB/倍频程（2阶）分频器。

图4：驱动器极性相同的组合频响曲线（波谷）与高频驱动器极性反转的组合频响曲线（平坦）


2阶分频器在分频点产生3 dB衰减，驱动器之间相位相差180度。反转高频部分的相位让它们相位一致，在分频处获得3 dB的提升。很多带无源分频器的音箱都是这样设计的。



这时，一个重要的问题是：你能听出绝对极性和反转极性信号之间的差别吗？简短的回答是：如果信号是非常不对称的波形，你可以听出差别；如果信号是非常对称的波形，你无法听出。


图5所以，除非你听的只是长笛独奏，否则你可能需要利用现代DSP功能，为两个驱动器提供优化的分频，让它们的极性保持一致。从图5可以看出，在高频极性反转的组合响应中，分频频率处的相位坡度稍有转折，表示存在某种程度的不对齐。

图5：高频极性反转的组合响应曲线。请注意分频处相位曲线的小转折。


图6展示了高频驱动器极性反转时，找到分频处抵消的过程。分频处的波谷深37 dB，最佳低频延时为0.417毫秒。请注意，它比最接近的0.396毫秒延时步进深10 dB。

图6：高频驱动器极性反转时，找到最深的抵消。


图7描述了最深抵消的相位曲线。这是一条完全垂直的直线，表示刚好处于180度异相。

图7：最深抵消的相位坡度是一条垂直的直线，表示刚好处于180度异相。


一旦找到高频驱动器极性反转时，产生最深抵消的延时步进，只需将高频驱动器的极性再次反转即可。你的系统现在已经信号对齐。

图8是最终结果。与图5反转高频的响应曲线相比，本图在分频区域的相位曲线斜度更加直缓，低音单元在600Hz附近的响应曲线也没有高频抵消波谷。

图8：高频相位再次翻转后的最终信号对齐。


如果你拥有测量相位的测量系统，请确认最终的相位斜度是一条直线。这是为了防止对错误的驱动器增加延时，或在短波长的分频频率处对正确的驱动器360度延时太多或太少，而造成前后偏离一个频率周期。最终的频率响应可能看起来是一样的。如果使用的实时分析器不带相位测量功能，需特别注意这一点。

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